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采用BoostPWMDCDC变换器的正弦似的

发布时间:2021-07-10 21:43:07 阅读: 来源:对联厂家
采用BoostPWMDCDC变换器的正弦似的

采用BoostPWMDC/DC变换器的正弦波逆变器

摘要:介绍了采用BoostPWMDC/DC变换器外观整洁、大方的正弦波逆变器的工作原理与控制方式,这是一种新型的正弦波逆变器。

关键词:升压;DC/DC变换器;正弦波逆变器

1 引言

传统的电压型逆变器只能降压,不能升压。要升压就必须采用升压变压器,或在直流电源与逆变器之间串入Boost DC/DC变换器。这对于应用于UPS及通信振铃电源的低频逆变器来说,将会使电源的体积重量大大增加。而采用新型的BoostPWMDC/DC变换器组成的逆变器,将会很简单地实现升压逆变。如果在一个周期内不断地按着正弦规律改变载波周期内的占空比D,就可以输出电压成为正弦波。

2 Boost变换器的升压特性

BoostPWMDC/DC变换器具有优越的无级升压变压功能,因此,可以把它直接应用于需要升压变压的高开关频率PWM电压型逆变器中。

Boost变换器电路如图1(a)所示。假定开关S的开关周期为T,开通时间为ton=DT,关断时间为toff=(1-D)T,而D=ton/T=0~1为开通占空比,(1-D)=ton/T为关断占空比。Boost变换器有两个工作过程。

1)储能过程在S开通期间ton为电感L的储能过程,其等效电路如图1(b)所示。S开通,输入电路被S短路,输入电流i1使电感L储能,加在L上的电压为电源电压US,电压方向与电流方向相同。由电磁感应定律得

在ton期间,L中的电流增量为

I1on=

2)放能过程在S关断期间toff,为电感L的放能过程,其等效电路如图1(c)所示。S关断,D导通,电源与输出电路接通,电感L放能,加在L的电压为输出电压Uo与电源电压US之差(Uo-US),电压方向与电流i2的方向相反。由电磁感应定律得

在toff期间,L中的电流减小量为

I2off=

电路稳定后, I1on=| I2off

所以DT=(1-D)T;US=(1-D)Uo

故输出输入电压变比 (1)

Boost变换器的工作波形如图1(d)所示,可以看出:输入电流i1是连续的,输出电流i2是断续的。i1连续是因为输入电路有L的存在。

作出M=f(D)的关系曲线如图1(e)所示。由于D=0~1,所以,说明Boost变换器只能升压,不能降压。

(a)原理电路

(b)储能等效电路 (c)放能等效电路

(d) 波形图 (e)M=f(D)曲线

图1 Boost变换器电路的工作波形及M=f(D)曲线

3 Boost逆变器的构成

对于UPS或交流电动机驱动用的逆变器,要求它必须能够双向四象限工作,所以,应将Boost DC/DC变换器改进成双向变换器。所谓双向变换器,就是功率既可以从输入端流向输出端,也可以从输出端流向输入端。为此,必须要解决电流反向流通的问题。最简单的解决办法是在原电路的三极管上反并联一只二极管,在原电路的二极管上反并联一只三不但可以减轻零部件约40%的质量极管,三极管和二极管共同组成两个反向导通的开关S和S。S和S按互补方式工作。这样,不仅保证了正反向电流的流通,而且也不使等效电路的工作过程发生变化。改进后的电路如图2(a)所示,图2(b)为双向Boost变换器的M=f(D)曲线。当功率由US输送到Uo时,变换器工作在Boost状态,。当功率由Uo输送到US时,变换器工作在Buck状态,M=1-D。

所谓S与S互补工作,即在DT期间S开通,S关断,在(1-D)T期间S开通,S关断。

根据变换器变比的定义,当US为电源Uo为负载时,变比M=称为正向变比。当Uo为电源US为负载时,变比M=称为反向变比。两者之间的关系为M=而且节省了木材可循环使用。令互补占空比D=1-D,则1-D=D,因此,Boost变换器的变比M=,M=1-D=D。

(a)双向Boost变换器电路 (b)M=f(D)曲线

图2 双向Boost变换器的原理电路及其M=f(D)曲线

用图2(a)所示的Boost双向变换器构成的双向四象限Boost逆变器如图3(a)所示,图3(b)为双向四象限Boost逆变器的M=f(D)曲线。Boost逆变器是用两个双向Boost变换器,共用一个电源US,在电源的负极上下对称地并联起来构成的。负载电阻R以输出差动的形式连接电路中。逆变器的4个开关工作在如图3(a)所示的互补方式,由电源US通过上下两个双向变换器向负载R供电。当上面的双向变换器变比为M =f(D)时,下面的双向变换器的变比即为M =f(D),D=1-D。这样,逆变器a点的电压Ua=M US,b点的电压Ub=M US,负载R上的电压UL=Ua-Ub=M US-M US=US(M -M )。根据变比的定义,逆变器的变比M==M -M 。

对于Boost逆变器,M =,M ==1/D,所以

M=M -M =-=(2)

作出与D的关系曲线如图3(b)所示。

(a) Boost逆变器电路

(b) M=f(D)曲线

图3 Boost双向四象限逆变器及其M=f(D)曲线

4 Boost逆变器的PWM控制法

Boost逆变器的PWM控制法大约有5种,即SPWM控制法,滑模控制法(Sliding mode control),电压跟踪控制法,函数控制法(Function control)和离散变量控制法。它们各有特点,适合于不同用途的Boost逆变器。但应用较多的是前三种控制法。

4.1 SPWM控制法

适合于Boost逆变器的SPWM控制法有三种形式,即二阶SPWM控制、三阶SPWM控制,三阶交互式SPWM控制。

4.1.1 二阶SPWM控制

Boost逆变器的二阶SPWM控制电路如图4(a)所示,图4(b)为工作波形图。逆变器的左臂变换器按图3(b)中的曲线①工作,变比M =;右臂变换器按图3(b)中的曲线②工作,变比M =-;逆变器按图3(b)中的曲线③工作,变比M=M -M =-=。由图4(b),采样点a和b的方程为

式中:Tc为载波三角波周期;

=Uc/U为 调 制 比 ;

0 p Tc/2;

k=1,2,3, N/2;

N为 载 波 比 。

(a)原理电路

(b)工作波形图

图4 Boost逆变器的二阶SPWM控制电路

脉冲宽度

占空比

D的值不是随意给定的,只与变比M有关。因此,D的实际应用值只能从图3(b)中的曲线③求出。根据已知的US和UL值,算出变比,由M在曲线③上查出占空比D的值,逆变器的D工作区间则为(1-D)~D。

逆变器输出电压uL的傅里叶级数表示为式(3)

(3)

4.1.2 三阶SPWM控制法

Boost逆变器的三阶SPWM控制电路如图5(a)所示,图5(b)为工作波形图。为了满足左右臂变换器中两个开关的互补工作,采用了左右臂相位参差调制法。即采用两个相位相反而幅值相同的正弦调制波,与一个载波三角波进行比较,得到两个相位相反的二阶SPWM波去分别控制左右臂变换器,在电容C1和C2上分别得到电压ua和ub,用ua-ub即可得到电压uL的三阶SPWM输出电压。左臂C1上电压ua由S1和S1产生,右臂C2上电压ub由S2和S2产生,左右两臂变换器工作在互补状态。当左臂的占空比为D时,右臂的占空比则为D=1-D。

(a) 原理电路

(b) 工作波形图

图5 Boost逆变器的三阶SPWM控制电路

对于左臂,开关S1和S1互补工作,调制波为u=sin (kTc+p)是正相位,采样点a和b的方程式为

占空比 (4)

对于右臂,开关S2和S2互补工作,调制波为-u=-sin (kTc+p)是反相位,采样点a 和b 的方程式为

占空比 D= (5)

则1-D=1-==D

这说明左右两臂变换器的占空比满足D=1-D,两臂相互之间也工作在互补状态,即左臂变换器按图3(b)中曲线①工作;右臂变换器按图3(b)中曲线②工作;逆变器按图3(b)中曲线③工作。占空比D的值应由M来确定。当已知US和UL的值时,M=UL/US,由图3(b)曲线③查出与M对应的占空比D的值。D的工作区间为(1-D)~D。由图5(b)及文献[1]可知

(6)

由式(6)和式(3)比较可知,采用三阶SPWM控制法比两阶SPWM控制法,具有更小的谐波含量。

4.1.3 三阶交互式SPWM控制

Boost逆变器的三阶交互式SPWM控制电路如图6(a)所示,图6(b)为工作波形图。这种控制方式的特点是,逆变器的左臂工作在uL的正半周,右臂工作在uL的负半周,左右臂交互工作,即可使逆变器输出一个完整的电压uL波形。uL的傅里叶级数表示式与式(6)相同。占空比D的确定,及D工作区间(1-D)~D的确定,也与三阶SPWM控制法相同。实际上,三阶交互式SPWM控制法是三阶SPWM控制法的变形。

(a)原理电路

2类、3类、4类从低温到高温给出了1个喇叭形范围

(b)工作波形图

图6 Boost逆变器的三阶交互式SPWM控制电路

4.2 滑模控制法

滑模控制法适合于变结构系统,滑模变结构控制理论产生于上世纪50年代,现在已发展成为一种完备的控制系统设计方法。这种控制法实质上是一种用高频开关控制的状态反馈系统。滑模控制的特点是稳定性好,鲁棒性(Robustness)强,动态性能好,实现容易。

滑模控制的原理是利用高速切换的开关控制,把受控的非线性系统的状态轨迹,引向一个预先指定的状态平均空间平面(滑模面)上,随后系统的状态轨迹就限定在这个平面上。滑模控制系统的设计有两个方面:一是寻求滑模面函数,使系统在滑模面上的运动逐渐稳定且品质优良;二是设计变结构控制,使系统可以由相空间的任一点在有限的时间内达到滑模面,并在滑模面上形成滑模控制区。

Boost逆变器的滑模控制系统框图如图7所示,u~是逆变器的输出电压;uL为低通滤波器的输出电压(即负载电压);uL 是负载电压uL的一阶导数;ur为基准正弦电压;ur 为ur的一阶导数;u是控制变量,u为高电平时,代表u~最大,u是为低电平时,代表u~最小;K1,KL分别是加权数,即反馈增益; 为开关控制律。控制电路由开关控制律形成电路和逻辑判断与触发电路两部分组成。

开关控制律如式(7)所示

=K1(ur-uL)+K2(ur-uL) 0 (7)

图7 Boost逆变器的滑模控制系统框图

当 0时,控制量u为高电平,代表u~为u~最大;当 0时,控制量u为低电平,代表u~为u~最小。

用滑模控制法的Boost逆变器,动态性能好,系统具有降阶性和鲁棒性。滑模控制属于目标控制法,可以预先构造闭环特性,适用于动态性能要求高的Boost逆变器。

4.3 函数控制法

函数控制法的工作原理是:首先用开关函数表示出主电路电子开关的通断作用,得出其等效电路,并找出包含最重要控制信息的主电路动态方程式,写出开关函数与主电路变量之间的函数关系。然后在控制电路中再加入误差放大环节,并满足约束条件,从而导出开关函数与控制电路变量之间的函数关系,即得到系统的函数控制律。对于Boost逆变器有

(8)

式中:S动态开关函数是逆变器的输入控制量;

ua,ub为逆变器a点和b点的电压;

i1,i2为流过电感L1和L2的电流。

函数控制Boost逆变器框图如图8所示。图中X是逆变器的中间输出量,也是控制电路的中间输入变量。函数控制逆变器的特点是系统绝对稳定,响应速度快,无过冲与超调,能完全抑制电源电压Us及负载阻抗大,小信号扰动的影响,输出电压uL与Boost逆变器参数无关,能适应各种性质的负载,但实现比较困难。

图8 Boost逆变器的函数控制系统框图

4.4 离散控制法

离散控制法通过选择适当的反馈变量的离散采样值,诸如输出电压uL的离散采样值uL(nT);电感电流离散采样值i1(nT)和i2(nT);输出电流离散采样值iL(nT);预估控制约束条件为U(n+1)T-Ur=k[U(nT)-Ur](式中nT表示离散时间,T为开关周期)。人为地构造出控制律,以便抑制输入及负载扰动对输出电压的影响,获得比较理想的输出特性。

离散控制法Boost逆变器主电路的离散分析相当复杂,离散量控制律的实现也十分麻烦,预估值需按经验确定,故在应用中有一定限制。

4.5 电压跟踪控制法

Boost逆变器采用电压跟踪的原理电路如图9所示。控制电路利用滞环比较的方式,使Boost逆变器的输出电压,快速不停地跟踪一个基准正弦波电压,即利用逆变器的左臂跟踪正半周电压,右臂跟踪负半周电压,两臂轮流跟踪就能够得到一个完整的正弦波电压。

图9 Boost逆变器采用电压跟踪控制的原理电路框图

基准正弦波电压,是由控制电路中的基准正弦波发生器产生的,为了控制左右臂变换器轮流跟踪,还需要一个与基准正弦波电压同相位的方波电压,用此方波电压的正负半周来切换左右两臂变换器的跟踪。

逆变器各臂的功率输出,首先是利用Boost高速开关把直流电能变换成电感能,然后再把电感能转移到滤波储能电容C1(或C2)和负载上。

电感能向电容C1(或C2)和负载的转移如式(9)

(9)

式中:iL为流过L1(或L2)的电流;

UC为C1(或C2)上的电压;

P为负载消耗的功率瞬时值;

t为转移周期。

在时间 t如果引起电感电流的变化为 iL,电容电压UC的变化为 U,则式(9)可以改写成

L iL2=C U2+P t

(10)

能量转移与跟踪过程如图10所示。图中t1~t2为电感储能时间,t2~t3为已跟踪到基准正弦波电压的时间,t3~t4为电感惯性移能到iL=0的时间,t4~t5为能量消耗与回收时间;t5~t6为电感重新储能时间。t4~t5期间电压下降速度决定t5~t6期间电感储存的能量。假设因某种原因使输出电压在t6~t 7期间未跟踪上基准正弦波电压,则t 7~t8期间紧接电感储能,力图在t8~t9期间跟踪上基准正弦波电压。在正弦波的上升沿,因滤波储能电容需要充电,故移能频率高,在正弦波下降沿因电容需要放电,故移能频率低。跟踪精度与图10中滞环宽度 U有关, U小跟踪精度高,跟踪频率亦高,效率减小; U大跟踪精度低,跟踪频率亦低,但效率高。

图10 能量转移与跟踪过程示意图

5 应用实例

一台已被实际应用的,采用电压跟踪控制法的Boost逆变器电路如图11所示。容量为300VA,输入直流电压US=24V,输出交流电压UL=220V,频率为50Hz。开关器件S1~S4采用的是10A/400V功率MOSFET。

图11 采用电压跟踪控制的Boost逆变器电路

在控制电路中,其准正弦波是由时基电路IC2产生的。IC2的脚2脚6产生含有UC/2直流分量的50Hz三角波,此波经390k 电阻与0.01 F电容的RC低通滤波后,得到含有6V直流分量的50Hz正弦波6+2sin t,此波作为左右臂跟踪用的基准正弦波。控制左右臂输流工作的方波,采用IC2的脚2脚6三角波与UC电源电压中点,在IC4进行比较产生。用此方波控制IC1,IC3的脚4来切换左右两臂轮流工作。以右臂为例,S2控制电感能向电容和负载转换,而S2又受IC3时基电路的控制,只有当脚4输出U4 1V的高电平时才使S2具有开关功能。S2的开通受脚3的输出控制。这样,当同相位方波为低电平时,IC3不能置零复位,才允许S2工作,如果此时脚3输出高电位,则S2开通,脚3输出低电位,S2关断。

由式(10)可知, U与负载的大小有关,p , U ;p , U 。为了保证 U跟踪基准正弦波电压的精度,需要根据负载大小随时调节iL,使 U与负载无关。调节的最好办法是用临界饱和控制电路。对于功率MOSF只能靠技术创新”ET来说,在临界饱和状态栅压与iL成正比,故可以利用开关管的栅压来间接地控制iL。在图11中用2个三级管组成的间接测量保持电路,只要开关管的端电压大于饱和电压,此电路就使栅压升高,反之使栅压降低。IC3是具有延滞特性的两态开关电路,当IC3的脚2脚6电压在U5/2~U5(U5为IC3的脚5电压)变化时,脚3是施密特跃变,即栅压U2,6 U5时,S2截止,当U2,6 U5/2时,S2导通。故在跃变过程中U5/2~U5的大小就反映了所控制的iL,而U5又受控于负载的大小,这是因为在L2重新储能的时候,输出由储能电容C2独立供电给负载。检测支路中的光耦发光二极管G6通过的电流iJ的大小,就反映了负载的大小,而其感光管G 6使U5随负载的大小而变,以决定电感储能应达到的iL值。

使电感能向电容C2和负载转移的时间大约为10 s,在转移期间如果不到10 s就使输出电压大于基准正弦波电压,则G3发光使S4预开,同时通过脚4控制使IC3重复,U5仍保持低电平以防止10 s之后U5跃为高电平,惯性使 U继续增长,直到iL=0之后。C2和负载上过剩的能量通过S4,L2向US(蓄电池)充电回收能量,输出电压图10能量转移与跟踪过程示意图下降直到低于基准正弦波电压,S2关断,D3续流,电池吸收L2的全部反向储能。如此经过10ms使右臂输出一个正弦半波,而后再切换到左臂开始另半个周期正弦波的跟踪。

逆变器的性能增标如下:

重量 80g,体积和复读机一样大;

功率300VA;

效率 90%;

输出电压正弦波失真度 3%;

空载电流 20mA;

具有过载及短路保护;

输出电压220V,可调。

6 结语

Boost逆变器是一种可以升压的新型逆变器,传终究获得气凝胶“NHT干燥成型”工艺的重大突破统逆变器的控制方式几乎都可以在这种逆变器中应用,但以SPWM控制方式、滑模控制方式和电压跟踪控制方式应用较多。这种逆变器可以用于UPS电源和交流异步电机的驱动,以减小体积重量,提高电源性能。

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